Für das Testen, Prüfen und Validieren von netzgekoppelten Komponenten wie z. B. PV-Wechselrichtern oder Batteriespeichersystemen kommen in der Regel Netzsimulatoren/AC-Simulatoren zum Einsatz, um deren Verhalten bei unterschiedlichen Spannungs- oder Frequenzprofilen zu untersuchen. Bei derartigen Versuchsaufbauten ist auch eine definierte Netzimpedanz vorgeschrieben, welche üblicherweise durch passive ohmsch-induktive RL-Impedanznetzwerke emuliert nachgebildet wird. Als Alternative dazu wird im Rahmen dieser Publikation ein auf virtueller Netzimpedanzemulation basierendes Netzsimulationssystem präsentiert, wodurch auf die genannten Leistungs-Impedanznetzwerke verzichtet werden kann und ein flexiblerer, programmierbarer Testbetrieb möglich ist.
Hinweise
M. Makoschitz und H. Ertl sind OVE-Mitglieder.
Hinweis des Verlags
Der Verlag bleibt in Hinblick auf geografische Zuordnungen und Gebietsbezeichnungen in veröffentlichten Karten und Institutsadressen neutral.
1 Einleitung
Die zunehmende Anzahl von mittels Umrichter angebundene Erzeugungsanlagen erfordert auch die Bereitstellung geeigneter Prüf- und Testinfrastruktur. Eine zentrale Rolle spielen hier Netzsimulatoren, welche die Emulation von Spannungseinbrüchen, Frequenzprofilen oder harmonischen Oberschwingungen ermöglichen. Netzsimulatoren können sowohl als Linearverstärker als auch als Schaltverstärker ausgeführt werden. Linearverstärker haben in der Regel zwar geringere Spannungsverzerrungen als Schaltverstärker, allerdings ist der Wirkungsgrad von Schaltverstärkern mit > 95 % deutlich höher und daher gerade für Hochleistungsanwendungen zu bevorzugen. Dabei basiert die Regelung entweder auf einem hochdynamischen Regler [1, 2] oder auf einer DQ-Vektorregelung [3‐5]. Konventionelle Netzsimulatoren benötigen zusätzlich passive Komponenten (Impedanznetzwerke) um die Netzimpedanz nachzubilden, wobei hohe Investitionskosten anfallen, während des Betriebs mit zusätzlichen elektrischen Verlusten zu rechnen ist und auch ein unflexibler Testbetrieb resultiert, da Impedanzänderungen einen manuellen Eingriff bedingen.
Die Implementierung einer virtuellen Impedanz [6‐10], direkt in die Regelung des Netzsimulators, stellt hier eine deutliche Verbesserung gegenüber herkömmlichen Systemen dar. In Abb. 1 ist das Prinzipschaltbild eines dreiphasigen Netzsimulators mit virtueller Ausgangsimpedanz dargestellt, wobei der gemessene Ausgangsstrom multipliziert mit dem gewünschten Impedanzwert eine entsprechende Korrektur der Quellspannung (virtueller Spannungsabfall) bewirkt.
Abb. 1
Prinzipschaltbild eines dreiphasigen Netzsimulators mit virtueller Ausgangsimpedanz [11]
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Die Anforderungen an einen Netzsimulator mit virtueller Ausgangsimpedanz sind hinsichtlich Messgenauigkeit und Bandbreite allerdings sehr hoch. Während die nominale Ausgangsspannung \(U_{\mathrm{out}{,}LN}=230\,\mathrm{V}\) beträgt, ergibt sich bei einer maximalen typ. Ausgangsimpedanz von \(R_{V{,}\max }=1\,\Upomega\) und \(L_{V{,}\max }=5\,\mathrm{mH}\), einem nominalen Ausgangsstrom \(I_{\mathrm{out}}=14{,}49\,A_{\mathrm{rms}}\), und der nominalen Netzfrequenz \(f=50\,\mathrm{Hz}\) lediglich ein maximaler Spannungsabfall von \(\hat{V}=38{,}17\,\mathrm{V}.\) Da dieser Spannungsabfall etwa nur 10,3 % der nominalen Ausgangsspannung entspricht und in der Regel noch wesentlich kleinere Impedanzen emuliert werden, muss die Messgenauigkeit von Netzsimulatoren mit virtueller Ausgangsimpedanz wesentlich höher sein als von konventionellen Netzsimulatoren.
Ein weiterer Aspekt ist die Bandbreite, da Oberschwingungen bis zur 40. Ordnung (\(f_{bw}=2\,\mathrm{kHz}\)) erzeugt werden sollen, und damit gleichzeitig auch die Dynamik des Netzsimulators entsprechend groß sein muss.
2 Kaskadierter Netzsimulator
2.1 Topologie
Um die hohen Anforderungen eines Netzsimulators mit virtueller Ausgangsimpedanz zu erfüllen hat sich deshalb aus den vorstehend genannten Gründen der Aufbau eines kaskadierten Systems als vorteilhaft erwiesen. Der kaskadierte Netzsimulator, dargestellt in Abb. 2, besteht aus einem Großsignalverstärker und einem Kleinsignalverstärker. Der Großsignalverstärker wird im Wesentlichen für die Erzeugung der 230 V∕ 50 Hz Grundschwingung eingesetzt, während der Kleinsignalverstärker für die Emulation der virtuellen Impedanz und der Erzeugung von harmonischen Oberschwingungen verwendet wird. Für den Großsignalverstärker kann daher ein konventioneller Netzsimulator bzw. auch das reale Netz genutzt werden, da hier keine hohe Messgenauigkeit und Bandbreite notwendig ist. Für den Kleinsignalverstärker ist zwar eine hohe Bandbreite gefordert, allerdings ist die zu erwartende Ausgangsspannung wesentlich kleiner als jene des Großsignalverstärker. Daher kann hier die Zwischenkreisspannung auf \(U_{DC{,}\mathrm{SSI}}=100\,V\) reduziert werden, was den Einsatz von schnell schalteten MOSFETs und eine Schaltfrequenz von \(f_{sw}=200\,\mathrm{kHz}\) ermöglicht. Aufgrund der geringeren Spannungsniveaus des Kleinsignalverstärkers ist auch eine hohe Messgenauigkeit erreichbar und somit sind alle Anforderungen an einen Netzsimulator mit virtueller Ausgangsimpedanz erfüllbar.
Abb. 2
Prinzip eines kaskadierten Netzsimulators bestehend aus einem Großsignalverstärker und einem Kleinsignalverstärker [11]
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Da das kaskadierte Gesamtsystem lediglich von einem einzigen gemeinsamen Spannungszwischenkreis versorgt werden soll, ist vor dem Kleinsignalverstärker ein zusätzlicher bidirektionaler Tiefsetzsteller notwendig, welcher die Zwischenkreisspannung von \(\frac{U_{DC}}{2}=400\,\mathrm{V}\) auf \(U_{DC{,}\mathrm{SSI}}=100\,\mathrm{V}\) reduziert. Da der Großsignalverstärker mit dem Kleinsignalverstärker in Serie geschaltet ist, muss aber eine galvanische Trennung vorgesehen werden. Diese kann entweder auf der Eingangsseite (Gleichspannung) oder auf der Ausgangsseite (Wechselspannung) erfolgen. Die Kopplung mit einem YY0 Transformator am Ausgang des Großsignalverstärkers ist hier besonders vorteilhaft, da die Realisierung einfach ist und hier mit nahezu keinen Einschränkungen hinsichtlich der Bandbreite zu rechnen ist. Der Kleinsignalverstärker ist dann direkt mit dem Prüfobjekt (EUT) verbunden, allerdings muss hier ggf. die Ausgangsimpedanz des Großsignalverstärkers sowie die Impedanz des Trafos entsprechend berücksichtig, d. h., vom Kleinsignalverstärer kompensiert werden.
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In Abb. 3 ist die Topologie des kaskadierten dreiphasigen Netzsimulators mit Kopplung auf der Wechselspannungsseite durch einen YY0-Transformator dargestellt. Der Kleinsignalverstärker besteht aus einem bidirektionalen multiphase buck (MPB) Konverter um die Zwischenkreisspannung von 400 V auf 100 V/50 V zu reduzieren und einen nachfolgenden dreiphasigen 2‑level Inverter mit LC-Ausgangsfilter.
Abb. 3
Kaskadierter dreiphasiger Netzsimulator mit Kopplung auf der Wechselspannungsseite durch einen YY0-Transformator [12]
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Das Gesamtsystem des kaskadierten Netzsimulators soll eine Nennleistung \(S_{N}=10\,\mathrm{kVA}\) besitzen, womit sich der Phasenstrom von \(I_{\mathrm{out}}=14{,}49\,A_{\mathrm{rms}}\) ergibt. Die Leistung des Kleinsignalverstärkers beträgt damit \(S_{N}=1230\,\mathrm{VA}\) bei einer nominalen Ausgangsspannung von \(U_{\mathrm{out}{,}LN}=28\,V_{\mathrm{rms}}\) und einer Bandbreite von \(f_{bw}=2kHz\). In Tab. 1 sind die Spezifikationen des Kleinsignalverstärkers zusammengefasst.
Tab. 1
Spezifikationen des Kleinsignalverstärkers für den kaskadierten Netzsimulator
Parameter
Wert
Nominale Ausgangsleistung:
Sn = 1230 W
Nominale Ausgansspannung (Effektivwert):
Uout,LN = 28 Vrms
Maximale Spitzenspannung:
Ûout,LN,max = 40 V
Nominale Zwischenkreisspannung MPB:
UDC,MPB = 400 V
Nominale Zwischenkreisspannung Inverter:
UDC,SSI = 100 V
Nominaler Ausgangsstrom (Effektivwert):
Iout,LN = 14,5 Arms
Maximaler Spitzenstrom:
Îout,LN,max = 20,5 A
Bandbreite:
Fbw = 2 kHz
Virtueller Widerstandsbereich:
RV = 0–1 Ω
Virtueller Induktivitätsbereich:
LV = 0–5 mH
2.2 Impedanzkompensation
Der kaskadierte Netzsimulator besteht somit aus drei Komponenten, dem Großsignalverstärker, dem Kleinsignalverstärker und dem Transformator zur Kopplung der beiden Verstärker. Für die Emulation von kleinen Impedanzen ist es notwendig sowohl die Ausgangsimpedanz des Großsignalverstärkers als auch die Impedanz des Transformators zu berücksichtigen bzw. zu kompensieren.
Die Impedanz des Transformators kann mit dem Wicklungswiderstand \(R_{cu{,}T}=280\,\mathrm{m}\Upomega\) und der Streuinduktivität \(L_{\sigma {,}T}=850\,\upmu H\) angenähert werden und kann daher direkt mit der Impedanzemulation kompensiert werden
Daher muss der Kleinsignalverstärker auch negative Impedanzen emulieren können, wenn entweder keine oder nur kleine Impedanzen eingestellt werden sollen. Für die Kompensation der Ausgangsimpedanz des Großsignalverstärkers Regatron TC.ACS.50 ist diese zunächst vermessen worden, analytisch beschrieben und als Ersatznetzwerk implementiert. Abb. 4 zeigt das Bodediagramm der gemessenen und angenäherten Ausgangsimpedanz des Regatron TC.ACS.50.
Abb. 4
Bodediagramm der gemessenen und angenäherten Ausgangsimpedanz des Großsignalverstärkers (Regatron TC.ACS.50) [11]
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Die analytisch angenäherte Ausgangsimpedanz kann durch die Übertragungsfunktion
beschrieben werden. Die dafür verwendeten Parameter und Knickfrequenzen sind in Tab. 2 zusammengefasst.
Tab. 2
Parameter und Knickfrequenzen für die analytische Annäherung der Ausgangsimpedanz des Großsignalverstärkers (Regatron TC.ACS.50) [11]
Parameter
Wert
Impedanz V:
0,0935 Ω
Dämpfung θ1
1,15
Dämpfung θ2
1,1
Dämpfung θ4
0,65
Knickfrequenz fc,1
70 Hz
Knickfrequenz fc,2
130 Hz
Knickfrequenz fc,3
600 Hz
Knickfrequenz fc,4
5600 Hz
Das einphasige Blockschaltbild des einphasigen Regelkreises des Kleinsignalverstärkers ist in Abb. 5 dargestellt. Das Ausgangsfilter basiert auf einem LC-Filter mit einem RL-Snubber zur Dämpfung der Resonanzfrequenz. Die Resonanzfrequenz ergibt sich zu
beschrieben werden und durch einen Koeffizientenvergleich mit einem Butterworth Filter 3. Ordnung ergeben sich die Werte für den Dämpfungswiderstand und die Dämpfungsinduktivität zu
Einphasiges Regelschema des Kleinsignalverstärkers mit virtueller Impedanz und Impedanzkompensation
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Die Ausgangsspannungsregelung ist mit einem digitalen PI-Regler realisiert, wobei Sollwertvorgabe nur von der virtuellen Impedanz (P-Glied und DT1-Glied) und den Kompensationsalgorithmen der Ausgangsimpedanzen des Großsignalverstärkers und des Transformators bestimmt wird. Der PI-Regler kann durch die Übertragungsfunktion
beschrieben werden und durch Anwendung des Frequenzkennlinienverfahrens ergeben sich die Koeffizienten \(T_{N}=19\,\upmu s\) und \(k_{c}=0.871\).
3 Prototyp und Messergebnisse
3.1 Prototyp
Für die Validierung des kaskadierten Netzsimulator Konzepts ist ein Labor-Prototyp für den Kleinsignalverstärker entwickelt worden. Dieser Prototyp, dargestellt in Abb. 6, beinhaltet den MPB Konverter (DC/DC Tiefsetzsteller) sowie den damit gespeisten dreiphasigen 2‑level Inverter. Die Halbbrückenzweige des MPB Konverters sind wegen ihrer hohen Eingangsspannung von 400 V mit SiC-MOSFETs (Rohm SCT3080AL) ausgestattet, währenddessen für den dreiphasigen 2‑level Inverter konventionelle Si-MOSFETs (IXFP36N20X3) eingesetzt werden können. Die Halbbrückenzweige des 2‑level Inverters werden mit einer Schaltfrequenz von \(f_{sw{,}\mathrm{SSI}}=200\,\mathrm{kHz}\) betrieben. Für die digitale Regelung wird eine eigene Reglerplatine basierend auf einem TI DSP (TMS320F28379 D mit 200 MHz) und eine Platine für die Pegelanpassung verwendet, wobei die Abtastrate \(T_{s}=5\upmu \mathrm{s}\) beträgt.
Abb. 6
Prototyp des Kleinsignalverstärkers mit SiC multiphase buck (MPB) Konverter und Si-MOSFET 2‑level Inverter
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3.2 Messergebnisse
3.2.1 Zeitbereich
Für die Zeitbereichs-Messungen wurde der kaskadierte dreiphasige Netzsimulator nach Abb. 3 aufgebaut. Als Großsignalverstärker kommt ein Regatron ACS zum Einsatz, mit dem entwickelten Prototyp als Kleinsignalverstärker. Weiters wurde eine rein ohmsche Last REUT = 21 Ω verwendet und die Frequenz des Großsignals auf f = 500 Hz eingestellt, um die Auswirkungen der Ausgangsimpedanz bzw. des Kompensationsalgorithmus deutlicher aufzeigen zu können. Die Messung wurde mit zwei unterschiedlichen virtuellen Impedanzen durchgeführt, einerseits mit RV1 = 190 mΩ, LV1 = 520 µH und andererseits mit RV2 = 190 mΩ, LV2 = 50 µH.
In Abb. 7a ist der Vergleich von Ausgangsspannungen ohne virtuelle Impedanz (ZV = 0 Ω) und mit virtueller Impedanz (RV1 = 190 mΩ, LV1 = 520 µH) dargestellt (durchgezogene dunklere Linien). Die Spannungen uout,abc(ZV1) sind mit inaktiver Kompensation der Ausgangsimpedanz des Großsignalverstärkers gemessen worden (durchgezogene hellere Linien), während die strichlierten Linien die Spannungen uout,abc,comp(ZV1) mit aktivem Kompensationsalgorithmus zeigen. Bei dieser relativ hohen Impedanz ist nur ein geringer Unterschied zwischen aktiver und inaktiver Kompensation feststellbar. Bei einer niedrigeren Impedanz (RV12 = 190 mΩ, LV2 = 50 µH) dagegen ist – wie in Abb. 7b ersichtlich – ein deutlicher Unterschied zwischen den beiden Spannungen. Während die Spitzenspannung bei inaktiver Kompensation bei uout,abc(ZV2) = 318,5 V liegt, ergibt sich eine bei aktiver Kompensation eine Spitzenspannung von uout,abc,comp(ZV2) = 322,5 V.
Abb. 7
Vergleich von Ausgangsspannungen (Uout = 230 Vrms / f = 500 Hz) mit aktiver und inaktiver Kompensation der Ausgangsimpedanz des Großsignalverstärker a Virtuelle Impedanz RV1 = 190 mΩ, LV1 = 520 µH b Virtuelle Impedanz RV2 = 190 mΩ, LV2 = 50 µH
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3.2.2 Frequenzbereich
Für die Bestimmung des Frequenzgangs der Ausgangsimpedanz ist eine zusätzliche Kleinsignalquelle notwendig (Spitzenberger und Spies PAS 10000), welche zusammen mit einem Leistungswiderstand REUT = 43 Ω anstatt einer Last als Störquelle betrieben wird. Abb. 8 zeigt den Messaufbau, wobei nur die Ausgangsimpedanz einer einzelnen Phase analysiert wird. Für die Auswertung werden die Ausgangsspannung uout,a und der Ausgangsstrom iout,a gemessen und anschließend mit Hilfe einer FFT Analyse die Impedanz errechnet. Die Messungen wurden sowohl mit aktiver bzw. inaktiver Kompensation durchgeführt und anschließend mit einer simulierten idealen Referenzkurve verglichen.
Abb. 8
Messaufbau zur Bestimmung des Frequenzgangs der Ausgangsimpedanz des kaskadierten Netzsimulators [13]
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Die Bodediagramme der Messergebnisse der Ausgangsimpedanz sind in Abb. 9 dargestellt, wobei in Abb. 9a eine hohe virtuelle Impedanz von RV1 = 190 mΩ und LV1 = 520 µH eingestellt ist. Hier ist auch ohne Kompensation, die emulierte Impedanz über den gesamten Frequenzbereich nur geringfügig zu hoch (grüne Kurve), während mit Kompensation die emulierte Impedanz (rote Kurve) perfekt mit der Referenz (blaue Kurve) übereinstimmt. Bei einer geringeren zu emulierenden Impedanz von RV2 = 190 mΩ und LV2 = 50 µH, dargestellt in Abb. 9b, treten deutliche Abweichungen zwischen nicht kompensiertem Betrieb (grüne Kurve) und der Referenz (blaue Kurve) auf. Mit der entwickelten aktiven Kompensation der Ausgangsimpedanz des Großsignalverstärkers inkl. Trafoimpedanz (rote Kurve) zeigt der Frequenzgang auch für niedrige Emulationsimpedanzen eine gute Übereinstimmung mit dem Referenzverlauf (blaue Kurve). Es tritt hier noch eine geringe Abweichung auf, die auf den Aufbau bzw. der Ausgangsimpedanz des Kleinsignalverstärkers zurückzuführen ist und welche durch einen manuellen Abgleich in der virtuellen Impedanz kompensiert werden kann.
Abb. 9
Bodediagramm der Ausgangsimpedanz des kaskadierten Netzsimulators mit aktiver und inaktiver Kompensation der Ausgangsimpedanz des Großsignalverstärker a Virtuelle Impedanz RV1 = 190 mΩ, LV1 = 520 µH b Virtuelle Impedanz RV2 = 190 mΩ, LV2 = 50 µH [11]
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Abb. 10 demonstriert, dass die relativen Fehler ohne Kompensation unakzeptable Größe erreichen. Der Maximalwert ohne Kompensation beträgt 60,78 % bei f = 130 Hz für einen hohen, zu emulierenden Impedanzwert von RV1 = 190 mΩ und LV1= 520 µH bzw. sogar 174,4 % (!) bei f = 224 Hz für RV2 = 190 mΩ und LV2 = 50 µH (strichlierte rote Kurven). Mit aktiver Kompensation (blaue Kurven) können diese Fehler aber signifikant reduziert werden.
Abb. 10
Vergleich der relativen Fehler mit aktiver und inaktiver Kompensation der Ausgangsimpedanz des Großsignalverstärker a Virtuelle Impedanz RV1 = 190 mΩ, LV1= 520 µH b Virtuelle Impedanz RV2 = 190 mΩ, LV2 = 50 µH
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3.3 Nichtlineare Last – B6 Diodengleichrichter
Zu testende netzgekuppelte Systeme zeigen mitunter auch nichtlineares Eingangsverhalten, weshalb die Funktion des hier behandelten Netzsimulators auch für derartige Lasten verifiziert wurde. Als nichtlineare Last wurde ein ungesteuerter B6 Gleichrichter gewählt da dieser im nichtlückenden Betrieb im Allgemeinen eine höhere Stromanstiegsrate zeigt als z. B. ein B2-Gleichrichter [14].
In Abb. 11 speist der Netzsimulator einen ungesteuerten B6 Gleichrichter mit ausgangsseitiger Glättungsinduktivität von LDC = 2,2 mH, eine Ausgangskapazität von CO = 4700 µF und einem Lastwiderstand RL = 27,85 Ω.
Abb. 11
Dreiphasiger kaskadierter Netzsimulator mit einem ungesteuerten B6 Gleichrichter als nichtlineare Last
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Abb. 12 zeigt die Außenleiter-Ausgangsspannung uout,ab sowie den Phasenstrom iout,a. Dabei ist eine virtuelle Impedanz RV2 = 190 mΩ, LV2 = 50 µH eingestellt, die Kompensation jedoch inaktiv. Zusätzlich zur Messung sind auch Ergebnisse einer idealisierten Simulation von uout,ab bzw. iout,a dargestellt, welche als Referenz dienen. Während der Kommutierung der B6-Brücke zeigen sich deutliche Abweichungen im Spannungsverlauf (vgl. Ausschnittsvergrößerung in Abb. 12 oben) und auch ein etwas zu niedriger Stromverlauf (Abb. 12, unten). Mit aktivierter Kompensation sind die Unterschiede aber wesentlich geringer und in Abb. 13 nicht mehr erkennbar.
Abb. 12
Messung von Ausgangsspannung und Ausgangsstrom mit einem B6 Gleichrichter als Last (virtuelle Impedanz RV2 = 190 mΩ, LV2 = 50 µH ohne Kompensation)
Abb. 13
Messung von Ausgangsspannung und Ausgangsstrom mit einem B6 Gleichrichter als Last (virtuelle Impedanz RV2 = 190 mΩ, LV2 = 50 µH mit aktivierter Kompensation)
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3.3.1 Frequenzbereich
Da eine Beurteilung der Spannungs- bzw. Stromqualität im Zeitbereich nur bedingt möglich ist (vgl. Abb. 12 bzw. 13), wurden die Messungen zusätzlich im Frequenzbereich mittels FFT ausgewertet. Dabei wurde eine ideale Referenz mit der realen Messung verglichen und der relative sowie absolute Fehler bestimmt. Abb. 14 zeigt die FFT Analyse des Ausgangsstromes bei einer virtuellen Impedanz von RV1 = 190 mΩ und LV1 = 520 µH, sowie den absoluten und relativen Fehler in Bezug zur Referenz (offline Simulation). Ohne Kompensation (Abb. 14 (i)) treten beträchtliche Abweichungen in den gemessenen Stromharmonischen auf, z. B. ein maximaler Fehler von 11,45 % bei fh7 = 350 Hz. Mit der vorgestellten aktiven Kompensation (Abb. 14 (ii)) kann dieser aber auf −1,34 % reduziert werden, es wird also eine signifikante Verbesserung erreicht.
Abb. 14
FFT Analyse des Ausgangsstroms und Vergleich mit einer idealen offline Simulation (virtuelle Impedanz RV1 = 190 mΩ, LV1 = 520 µH) (i) mit inaktiver Kompensation (ii) mit aktiver Kompensation
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Dieses Verhalten ist bei geringeren Impedanzen naturgemäß noch stärker ausgeprägt. Abb. 15 zeigt die Verhältnisse bei einer virtuellen Impedanz von RV1 = 190 mΩ und LV1 = 50 µH. Die Ausgangsimpedanzen des Großsignalverstärkers bzw. des Trafos wirken sich hier wesentlich deutlicher aus. Ohne Kompensation (Abb. 15 (i)) tritt sogar ein maximaler Fehler von −31,5 % bei fh37 = 1850 Hz, wobei dieser mit Aktivieren der Kompensation (Abb. 15 (ii)) auf etwa −5 % reduziert werden kann. Grund für den Restfehler ist, dass dieser nahe der angestrebten oberen Frequenzgrenze (2 kHz) auftritt, bei welcher die Genauigkeit der Modellierung von Großsignalverstärker- und Trafoimpedanz bereits etwas reduziert ist.
Abb. 15
FFT Analyse des Ausgangsstroms und Vergleich mit einer idealen offline Simulation (virtuelle Impedanz RV1 = 190 mΩ, LV1 = 50 µH) (i) mit inaktiver Kompensation (ii) mit aktiver Kompensation
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4 Zusammenfassung
In der vorliegenden Arbeit werden Konzeption und Realisierung eines dreiphasigen kaskadierten Netzsimulators mit virtueller Ausgangsimpedanz gezeigt und dessen Vorteile und Möglichkeiten beschrieben. Das vorgestellte System, welches primär zum Test von netzgekuppelten Einspeiseeinrichtungen unter vorgegebenen definierten Netzimpedanzen bestimmt ist, besteht aus einer konventionellen industriellen Leistungsquelle (Großsignalverstärker), einem Koppeltransformator und einem speziellen Kleinsignalverstärker, welcher die Emulation der gewünschten Netz- bzw. Ausgangsimpedanz übernimmt. Beim Aufbau eines solchen Systems muss sowohl die Ausgangsimpedanz des Großsignalverstärkers als auch die Koppelimpedanz des Transformators berücksichtigt und kompensiert werden. Dazu wurden die genannten Impedanzbeiträge offline identifiziert, durch entsprechende Ersatznetzwerke im Regelkreis des Kleinsignalverstärkers berücksichtigt, zusammen mit der gewünschten zu emulierenden Ausgangsimpedanz für das Gesamtsystem. Es wird die gesamte Regelung beschrieben inklusive des Kompensationsalgorithmus und es erfolgte weiters eine Validierung des Prototyps im Zeitbereich und Frequenzbereich. Darüber hinaus wurde das Gesamtsystem auch zur Speisung von nichtlinearen Lasten erfolgreich getestet. Das angewendete Kompensationsverfahren bringt eine deutliche Verbesserung der Genauigkeit der zu emulierenden virtuellen Impedanzen, speziell im Bereich geringer Impedanzwerte.
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